客户案例
CUSTOMER CASE
索辰电磁场路联合仿真软件 索辰电磁场路联合仿真软件提供的一系列仿真工具，不仅可以对接收系统的各个独立组件进行精确可靠的设计，还能对整个系统进行详细分析。 友好且直观的原理图捕捉、丰富的电路元件库、电磁组件库、算法结合解析模型等功能 参数化建模、自动优化工具、天线阵列设计工具、滤波器设计工具、场路数据链接、场路动态链接等 可应用于线性和非线性电路仿真、S参数和谐波平衡分析、天线阵列快速设计、滤波器快速设计、复杂电路的建模和仿真等场景 可应用于设计和优化天线馈电网络、分析馈电电路对天线端口的影响、带有匹配电路的天线和相控阵天线设计等
六端口无线通信接收器 六端口器件最初作为网络分析仪中测量复杂传输和反射系数的一种替代解决方案，具有两个输入端口和四个输出端口，当两个信号输入到输入端口时，出现在输出端口的四个信号的功率比包含了输入信号之间幅度和相位关系的全部信息。 六端口接收器的核心是一个移相网络，类似于同相/正交 (I/Q) 混频器的移相网络。该网络能够对两个输入信号进行等幅分配，并且在输出端信号具有适当的相位比。通常，这样的网络由四个混合器或等幅功分器组成，其拓扑结构并不是唯一确定的，索辰工程师选择了三个正交混合器和一个同相功分器的组合方式，其优势在后文具体描述。 选择的移相网络拓扑的六端口接收器原理图如图1所示，端口1和端口2是输入端口，端口3到端口6是输出端口。接收到的信号从端口1输入到一个正交混合器（正交1）。该混合器的另一个输入端未使用，并通过一个50欧姆电阻终止。端口2上的本地振荡器（LO）信号连接到一个威尔金森功分器（同相）的输入端，实现同相信号分配。 图1 六端口接收器的顶层原理图 这两个电路的输出端分别连接到剩余两个正交混合器（正交2和正交3）的输入端，这些连接应具有相同的电气长度，以平衡所有路径的相位延迟。在这种情况下，从端口1和端口2分配的输入信号在所有输出端口的相位比都符合要求。在端口3，信号是正交的，即相位比为 90°；在端口4，信号也是正交的，但相位比为270°；在端口5，信号相位相反；在端口6，信号同相。这样的相位比适合进行I/Q信号的解调。端口5和端口6的信号可以视为差分I信号，而端口3和端口4的信号可以理解为差分Q信号。 图1中的顶层原理图是由先前设计的分支混合器和功率分配器电路组装而成的，这些子电路的设计是针对24GHz的工作频率进行的。微带分支线耦合器和威尔金森功率分配器的电路原理图分别如图2和图3所示。 图2 分支线混合器 图4所示的移相网络完整原理图提供了可能的微带布局信息。该图表明，选择分支线混合器和威尔金森分配器可以构建不需要交叉连接这些元件的网络。此外，与使用环行混合器的情况相比，该网络的尺寸明显更小。 为了使六端口接收器正常工作，需要在移相网络的每个输出端口连接一个二极管功率检测器。检测到的电压可以进一步由数字信号处理单元（DSPU）进行处理以完成解调。检测二极管通常需要在平方低区工作，这使得检测到的电压与施加在检测器输入端的信号功率成正比。 图3 威尔金森功率分配器 图4 六端口接收器拓扑的软件微带原理图 六端口接收器的仿真 在索辰电磁场路联合仿真软件中，通过对图1所示的原理图进行简单修改，可以研究六端口接收机的运行情况。因此，该设计环境不仅适合设计接收机系统中的各个电路，还适用于对整个系统特性的分析和仿真。下面将展示如何研究混合失衡对接收机性能影响的例子。 对于接收机的仿真，图1中的输入端口应替换为电压发生器，输出端口则应接入50欧姆的电阻，并连接电压表、电流表和功率表，如图5所示。 图5 基于图1修改后用于接收机仿真的原理图 图5中的原理图可用于分析六端口接收机中的解调过程。可以绘制端口3到 6的电压，并通过在每条曲线上放置标记读取24GHz时的电压值，如图6所示。或者，可以直接从输出列表中读取电压值。图中的四组图表展示了当在端口1施加电压的相位以90°增量变化时，电压幅度的变化情况。这对应于微波信号的正交相移键控（QPSK）调制的四种状态。电压幅度值为进行解调所需的计算提供了基础。这些计算可以使用索辰电磁场路联合仿真软件中强大的参数表达式功能来完成。 图6 图4中的原理图所示QPSK接收信号的输出端口电压 计算示例如图7所示。由于检测二极管在平方区域内工作，电压读数必须平方以获得归一化的检测功率。端口5和6（电压表3和4）检测到的功率差与 I成正比，而端口3和4（电压表1和2）检测到的功率差与Q 成正比。I和Q 的计算值可以排列在一个虚拟数据块的S参数中，使用极坐标图形象地表示 I/Q 关系图。文件中四个数据点的任意频率可以“编码”以表示发生器VG_1的相位设置（0°、90°、180°、270°）。图8展示了一个仿真设置示例以及一个传输和两个接收QPSK信号的结果图。 图7 检测的I/Q信号计算 每条轨迹上的第一个点对应于发生器 VG_1 的相位为 0° 的状态，其他状态按逆时针方向排列，图中可以清楚地观察到传输信号和接收信号之间的相移。这种相移主要是由于连接四个组成相位网络电路的线路的相位延迟造成的，可以通过校准消除。然而，即使角度偏移被校准，解调状态也不会完全与传输状态重合，这种差异的原因在于组成相位网络的电路的缺陷。由于操作的频率较高，导致电路设计非常具有挑战性，即使在仿真中也不可避免地会出现一定程度的幅度和相位不平衡。对于不平衡值为 0.1dB的分支线混合器，幅度误差并不显著，因为四个状态分布在一个几乎完美的圆周上。而在不平衡值为1dB的极端情况下，可以明显看到圆形的失真。在这两种情况下，分支混合器的相位不平衡大约为1°。 图8 软件中使用极坐标图绘图及仿真设置 总结 本算例展示了对24GHz QPSK信号的六端口接收器进行分析和仿真的过程。文中也举例说明了研究不完美的分支线混合器对接收器性能影响的方法。 使用索辰电磁场路联合仿真软件也可以对其他接收器系统进行仿真，主要应考虑相位不平衡超过1°对接收器性能的影响。此外，端口1和端口2的电压在本次展示中都设置为1V，但可以调整为更现实的数值。测量的电压可以乘以一个系数，以考虑检测器的实际转换特性。在了解数字信号处理单元（DSPU）的灵敏度阈值后，可以确定最小接收信号强度。最后，可以将分支线和威尔金森合路器电路的仿真模块替换为在实际样品上测量的S参数模块，以研究实际电路中的信号图。
